在遵守FCC有關(guān)開(kāi)放式 ISM 頻帶(915MHz 或 2.4GHz)通用單通道無(wú)線(xiàn)電設備規定的前提下，我們將討論優(yōu)化低功耗無(wú)線(xiàn)系統傳輸距離的一些方法。FCC規定，對于這些器件，基頻輸出功率不應超出-1.25dBm。如果需要額外增加鏈路裕量，則會(huì )簡(jiǎn)要介紹 FCC 規范要求。

01典型低功耗無(wú)線(xiàn)鏈路：

典型的低功耗無(wú)線(xiàn)鏈路由一個(gè)發(fā)送器件和一個(gè)或多個(gè)接收器件組成。發(fā)送器件由一個(gè)調制器、合成器、升頻混頻器和一個(gè)功率放大器(PA)組成。接收機由互逆器件、低噪聲放大器(LNA)、降頻混頻器、合成器和解調器組成。

這是低功耗無(wú)線(xiàn)設備在性能和功耗之間的一種折中方法。

外部放大器(不管是外部 LNA 還是外部 PA)添加到需要遠距離通信的系統中以增加鏈路裕量。圖1給出了在接收端添加一個(gè)外部 LNA 來(lái)優(yōu)化無(wú)線(xiàn)鏈路裕量的方法。這樣即符合 FCC 規定，又可以在不增加發(fā)射端復雜性的情況下提升鏈路裕量。

02低功耗無(wú)線(xiàn)鏈路的理論通信距離

無(wú)線(xiàn)鏈路通信距離的理論極限值由弗里斯(Friis)方程式?jīng)Q定(請參見(jiàn)式1)：

式中：Pr=接收功率，Pt=發(fā)射功率， Gt=天線(xiàn)發(fā)射增益， Gr=接收天線(xiàn)增益，通信距離=天線(xiàn)距離(米)。

弗里斯方程式定義了無(wú)線(xiàn)鏈路的理論極限。然而，在所有現實(shí)系統中，實(shí)際鏈路做不到如此。

例如，如果使用弗里斯方程式計算一個(gè)2.45GHz 無(wú)線(xiàn)鏈路的最大通信距離，其發(fā)射功率為-1.25dBm， 接收靈敏度為-100dBm 以及兩個(gè)天線(xiàn)增的益都是2.14dBi。需要注意的是， 2.14dBi是偶極天線(xiàn)的理論增益，而考慮損耗時(shí)一般達不到這一值。

然而，如果您想在真實(shí)環(huán)境中實(shí)現這些結果，您會(huì )很快發(fā)現這是不切實(shí)際的。主要原因是，自由空間輻射的假設并不適用于地面系統。就一些可視距離應用而言，100-200米距離的無(wú)線(xiàn)鏈路應用效果較好，而典型多路徑環(huán)境中50-100米距離效果較好。

要增加系統的通信距離，您可以選擇下面的一種或多種方法。每種方法都有系統增益，但卻是以功耗或者總系統成本為代價(jià)。

首先，需要考慮工作頻率和天線(xiàn)。兩者均不產(chǎn)生電流消耗，因此應該在添加外部功率放大器和/或低噪聲放大器之前對其進(jìn)行評估。

1、通信距離與RX和TX天線(xiàn)增益的平方根有關(guān)，而且，隨著(zhù)天線(xiàn)規格的提高，尺寸和價(jià)格也隨之增加。

2、工作頻率與通信距離存在線(xiàn)性關(guān)系。工作頻率越低，通信距離越遠。但是，可用帶寬會(huì )隨頻率降低而減少，從而導致數據傳輸速率降低。

以下兩種方法也可以增加系統通信距離，但同時(shí)也增加功耗和總系統成本。

1、增加發(fā)送器(Pt)輸出功率可以增加通信距離，通信距離與輸出功率的平方根有關(guān)。例如，CC2590 可提供14dBm功率，電流消耗為25mA， 這樣可為系統帶來(lái)15.25dB 的改善， CC2591可提供22dBm， 可以為系統帶來(lái)23.25dB的改善，但是電流消耗高達112mA。

2、通信距離也與輸入靈敏度(Pr)的平方根有關(guān)，所以可以增加輸入靈敏度來(lái)增加通信距離。典型的外部LNA消耗約2-4mA的電流。因此，如果能獲得滿(mǎn)意的性能，在不考慮FCC/ETSI規定的情況下，相比外部PA，這種方法具有一定的優(yōu)勢。

對于發(fā)射功率要求超過(guò)-1.25dBm 的系統而言， FCC 要求使用跳頻方案來(lái)滿(mǎn)足規范[1]。這種方案為處理器密集型，實(shí)施起來(lái)具有一定的挑戰性。因此，對于真正的低功耗無(wú)線(xiàn)系統來(lái)說(shuō)，使用其他方法增加通信距離可能更好一些。

為了評估提高接收靈敏度的可能性，我們使用了CC1101(一款工作在915MHz 的低功耗無(wú)線(xiàn)收發(fā)器)來(lái)進(jìn)行實(shí)驗。我們之所以選擇這款器件是因為它工作在我們此處討論的兩個(gè)頻帶以下。

03優(yōu)化接收靈敏度的方法

接收機的接收靈敏度值受接收機鏈中許多構件的影響。請參見(jiàn)圖1所示的低功耗無(wú)線(xiàn)接收機的典型架構。如果忽略線(xiàn)纜和匹配損耗，接收機中便只剩下四個(gè)子系統：內部LNA、降頻混頻器、模數轉換器(ADC)和探測器。

式中，F=總系統噪聲系數， Fn=每個(gè)子系統的噪聲系數， Gn=每個(gè)子系統的增益(損耗)。

在給定每個(gè)子系統的噪聲數(Fn)和增益(Gn)情況下，式2代表接收級的級聯(lián)噪聲系數。請注意，首個(gè)子系統的噪聲系數為總噪聲系數的主要組成部分。如果首個(gè)子系統表現為高增益，則系統其余部分的噪聲系數就變得沒(méi)有意義。這是因為，每個(gè)后續系統的噪聲系數均被前一子系統的增益整除了。

通過(guò)測量某個(gè)系統給定比特率下的誤碼率(BER)性能，已知接收機(RX)濾波帶寬以后，那么就可以求解系統噪聲系數。CC1101和CC2500收發(fā)器的結果約為18dB。相比高級的外部LNA[3]其并非為最佳結果，但它比其它一些低功耗無(wú)線(xiàn)收發(fā)器更有競爭力。

在此實(shí)驗中，我們使用英飛凌BGB707L7 LNA添加到工作頻率為915MHz的CC1101無(wú)線(xiàn)電器件。CC1101無(wú)線(xiàn)電器件針對使用了9.6kHz頻率偏移FSK調制的38.4kbps低數據速率進(jìn)行配置。外部LNA具有低于1dB的噪聲系數和20dB的增益，同時(shí)消耗2.5mA的電流[3]。極低噪聲系數和高增益的組合是此類(lèi)尋求高接收靈敏度應用的理想選擇。

圖2顯示了近15dB的接收靈敏度改善，這一改善是在CC1101收發(fā)器前面使用英飛凌BGB707L7 LNA時(shí)獲得的。這些結果可移植到許多TI器件，其中包括CC2500和其他TI低功耗RF SoC器件(例如：CC2430和CC2530)。

圖2：有/無(wú)外部LNA的低功耗無(wú)線(xiàn)接收機的誤包率對比。本例中實(shí)現了15dB的增益改善。

本例中，通過(guò)使用CC2590添加一個(gè)外部LNA或增加一個(gè)外部PA得到了相同的鏈路裕量增益，即15dB。因此，將性能提高和功耗之間作對比就變得較為容易了。值得一提的是， CC2590要消耗25mA的電流才能增加15dB的鏈路裕量，而LNA僅消耗2.5mA的電流。因此，在增加更多輸出功率之前，給系統添加一個(gè)性能不錯的LNA是大有好處的。

小結：

根據本實(shí)驗，在增加輸出功率以前，添加一個(gè)低噪聲放大器有助于優(yōu)化接收機靈敏度，這是因為1)在增加相同通信距離的情況下，其具有更低的功耗；2)由于不需要任何跳頻方案[1]，其降低了發(fā)送器的復雜性。

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